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底盘|面向新能源汽车的悬架振动能量回收在线控制方法( 二 )


(5)
式中:cem为直流电机的旋转阻尼系数,N·s/m 。 根据式(5)可知,在已知转速时,直线阻尼系数与电机转矩输出成正比 。
图3 直流电机等效电路图
2 电磁阻尼器特性及控制方法
2.1 阻尼器直线阻尼系数
为分析阻尼器的直线阻尼,建立直流电机的等效电路模型如图3所示,将等效电路负载视为一个等效电阻 。
根据直流电机特性,其电磁转矩可表示为
(6)
式中:Kt为电机的转矩常数,N·m/A;Ke为电机的反电动势常数,V/(rad·s-1);ω为电机转速,rad/s;RL和Ra为负载电阻和电枢等效电阻,Ω 。
由式(6)易得电机转矩输出正比于其转速,经过滚珠丝杠副传动后阻尼器输出力可表示为
(7)
故阻尼器的直线阻尼系数可表示为
(8)
由式(8)可以得出:在基于直流电机的电磁阻尼器中,通过调节负载电阻值RL可以实现其阻尼系数的调节 。
2.2 DC-DC电路原理
图4 DC-DC变换器示意图
图5 电流波形图
升降压式直流斩波电路是一种可调节输出端电压的电路拓扑结构,如图4所示 。 当功率场效应晶体管MOSFET导通时,输入电压Vin经过功率开关管向电感线圈Lf供电使其储能,此时电流为iin 。 同时电容Cf维持输出电压恒定并向负载R供电 。 当功率场效应晶体管MOSFET断开时,电感线圈Lf的能量向负载R释放,电流为iout 。 负载电压Vout与电源电压极性相反,该电路也称作反极性斩波电路 。 在功率开关管开关的每个周期内,其电源电流和负载电流的关系如图5所示 。 在实际应用中,通过调节驱动MOSFET的PWM信号占空比α,其输出电压可基于输入电压进行调节 。 当0<α<1/2时为降压,当1/2<α<1时为升压,故称作升降压斩波电路,也有称之为buck-boost变换器 。
DC-DC变换器存在连续导通(CCM)和间断导通(DCM)两种工作模式 。 在间断工作模式下,其输出电压可表示为
(9)
式中:T为PWM信号的周期,s;α为PWM信号的占空比;Lf为电路电感,H;η为电路功率传递效率 。
在连续导通模式下,DC-DC变换器的输出电压可表示为
(10)
由式(9)、式(10)可见,无论在何种工作模式下DC-DC电路输出电压都可通过驱动PWM的占空比来调节,这就为设计基于DC-DC变换器的阻尼调节电路提供了依据 。
2.3 电磁阻尼器阻尼调节方法
图6 阻尼调节电路
图7 阻尼控制流程示意图
本文基于DC-DC变换器原理,在直流电机输出端接入整流桥,将电机反电动势作为DC-DC变换器的输入电压,将可变电阻负载替换为电池,实现电能的存储 。 调节电路拓扑结构如图6所示,调节MOSFET驱动信号的占空比可调节输入输出电压比 。 阻尼调节的过程如图7所示,在获取目标阻尼系数ceq_ref和当前转速ω时,易得出此时的目标电磁转矩Tref,进而可求得为达到该参考转矩需要的电枢电流ia_ref 。 另一方面,在电机转动过程中不断采集其实际电枢电流ia_act,并将该实际电流送至PI控制器,基于二者的差值进行PI调节,输出驱动PWM信号的占空比,最后由PWM生成器产生该信号驱动DC-DC变换器,使实际电枢电流向参考值趋近 。 由于电机电枢电流与负载电阻直接相关,该调节过程可视为对等效负载电阻值的调节 。
3 电磁阻尼器系统仿真分析
3.1 电阻负载系统仿真
在如图3所示的电机等效模型中,电机旋转过程中输出端的反电动势与电机转速有关可表示为
(11)
电机电枢电流可以表示为
(12)
而电磁转矩可表示为
Tem=Ktia (13)
式(6)和(13)均为直流电机电磁转矩特性,分别是从机械特性(电机转速)和电气特性(电枢电流)实现电磁转矩控制 。 在实际使用中电机的机械特性调节速度远远低于电气特性的调节速度,在很短的调节时间内电机的转速可以视为常量,因此为了提高电磁转矩的调节速度,本文利用电气特性来调节电磁转矩 。 通过负载电阻的改变实现电机电枢电流的改变,从而实现电机转矩的调节,电磁转矩随着负载电阻的增大而减小,同时在负载电阻上能量消耗也相应变化 。


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