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『』您真的能通过运算放大器实现ppm精度吗？( 二 )


不过 ， 由于速度太慢 ， 1/f噪声实际上无法过滤或均化 。 1/f噪声通常使用0.1 Hz至10 Hz频谱范围内生成的峰峰值电压噪声体现 。 大多数运算放大器的低频噪声都介于1 μV p-p至6 μV p-p之间 ， 因而不太适合对直流精度要求高的ppm级别 ， 特别是在提供增益的情况下 。
图2显示的是优良的高精度放大器(LT1468)的电流和电压噪声 。
『』您真的能通过运算放大器实现ppm精度吗？
本文插图

图2.LT1468输入电压和电流噪声
在图1的输入端 ， 还有偏置电流噪声源INOISE+和INOISE– 。 它们包含宽带和1/f频谱成分 。 INOISE乘以等效电阻会产生更多输入电压噪声 。 一般而言 ， 同相端和反相端的两个电流噪声之间互不相关 ， 不会随着两端输入电阻值相等而抵消 ， 而是以rms方式增加 。 INOISE乘以输入等效电阻产生的噪声电压常常会超过1/f区的VNOISE 。
输入共模抑制和偏置误差
下一种误差源是
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。 这体现在共模抑制比指标参数上 ， 其中失调电压会随着相对于两个供电轨的输入电平而变化（所谓的共模电压 ， VCM） 。 使用的符号指示箭头方向的电源相互影响 ， 通过它的分割线表示其可变 ， 但可能是非线性变化 。 CMRR对信号的主要影响在于使线性部分与增益误差无法区分 。 非线性部分将会失真 。 图3显示了LT6018的CMRR 。 增加的线与CMRR曲线在该曲线分化到过载之前的极点相交 。 该线的斜率提供的CMRR = 133 dB 。 范围每相差30 V ， CMRR曲线与理想线之间的偏差仅约为0.5 μV ， 表示ppm以下级别的输入非常成功 。 其他放大器的曲率可能更大 。
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图3.LT6018输入失调电压与VCM
失调电压(VOS)将归入此处的CMRR 。 斩波放大器的输入失调电压低于10 μV ， 相对于2 V p-p至10 V p-p的典型输入信号 ， 接近于单ppm误差 。 甚至 ， 最佳ADC的失调电压通常会多达100 μV 。 所以 ， 10uV级的失调电压不会对运算放大器自身造成太大的负担；无论如何 ， 系统本身会自动调零 。 与输入信号的共模电平相关的是ICMRR ， 即输入偏置电流及其随电源的变化情况 。 断线表明偏置电流会随电压变化 ， 并且也可能不是线性变化 。 共有四个ICMRR ， 因为两个输入端有独立的偏置电流和电平相关性 ， 并且每个输入端随两种电源的变化不同 。 ICMRR乘以应用电阻的阻值会增加电路的整体失调电压 。 图4显示了LT1468的偏置电流与VCM（ICMR规格） 。 添加的线所示的斜率为~8 nA/V ， 在使用1 kμΩ应用电阻或低ppm误差的情况下将为8 μV/V 。 它与直线的偏差约为15 nA ， 由此在1 kμΩ应用环境下会在26 V范围内产生15 μV的误差 ， 或非线性度达0.6 ppm 。
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图4.LT1468输入偏置电流与VCM
输入级失真
图1显示了输入级 ， 它们通常是由一对差分晶体管设计成跨导电路 。 图5顶部显示了各种差分放大器类型的集电极或漏电流以及差分输入电压 。 我们模拟一个简单的双极性对、一个跨线性电路（我们称之为“智能双极”）、一个低阈值（即非常大）的MOS差分对、一个带发射极电阻的双极性对（图5中已退化）和一个超越阈下区域而进入平方律机制运行的小型MOS对 。 使用100 μA的尾电流模拟所有差分放大器 。
在显示图5底部所示的跨导与VIN之前 ， 明确的信息不多 。 跨导(gm)是输出电流相对于输入电压的导数 ， 使用LTspice?模拟器生成 。 语法当中包含d() ， 其在数学上等同于d()/d(VINP) 。 gmis的非平面度即运算放大器在频率下的基本失真机制 。


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